AUE I & AUE II

Repetytorium dyplomowe AUE I

&

AUE II

Sylwia Borcuch Przemysław Stolarz

AUE I

AUE I 1. Wielkosygnałowy model Shichmana – Hodgesa tranzystora N-MOS w obszarze liniowym

obowiązuje w przedziale napięć: Przykładowa odpowiedź: dla UGS > UT i UDS > UGS –UT POPRAWNA odpowiedź: dla UGS > UT

i

0 < UDS < UGS –UT

Elementy i układy elektroniczne str. 102

1/47

AUE I 2. Transkonduktancję gm w małosygnałowym modelu tranzystora MOSFET można wyznaczyć przy: Przykładowa odpowiedź: składowej stałej napięcia UDS = UGS – UT POPRAWNA odpowiedź: składowej stałej napięcia UDS = const

Elementy i układy elektroniczne str. 98

2/47

AUE I 3. Częstotliwość graniczną fT tranzystora MOSFET wyznacza się przy:

Przykładowa odpowiedź: galwanicznym zwarciu drenu ze źródłem dla składowej zmiennej

POPRAWNA odpowiedź: składowej zmiennej napięcia Uds = 0

Częstotliwość odcięcia (cut-off) jest częstotliwością przy której prąd wejściowy jest równy prądowi źródła sterowanego tranzystora przy zwartym wyjściu. Elementy i układy elektroniczne str. 109

3/47

AUE I 4. Charakterystyki wyjściowe tranzystora bipolarnego w konfiguracji OE: Przykładowa odpowiedź: przecinają się z osią UCE w początku układu współrzędnych IC=f(UCE)

POPRAWNA odpowiedź: ekstrapolowane charakterystyki wyjściowe tranzystora w konfiguracji OE przecinają się z osią Uce w punkcie Uan, gdzie Uan to napięcie Early’ego.

Elementy i układy elektroniczne str. 71

4/47

AUE I 5. Dla małosygnałowego modelu tranzystora bipolarnego:

Przykładowa odpowiedź: zwarciowy współczynnik wzmocnienia prądowego β wyznacza się przy galwanicznym zwarciu na wyjściu kolektora z emiterem Elementy i układy elektroniczne str. 80-81, 84

POPRAWNA odpowiedź: konduktancja wejściowa jest dużo większa niż konduktancja wyjściowa 5/47

AUE I 6. Pomiędzy częstotliwościami granicznymi fα , fβ , fT tranzystora bipolarnego zachodzą relacje:

Przykładowa odpowiedź: fβ < fα < fT POPRAWNA odpowiedź: fβ < fT < fα Elementy i układy elektroniczne str. 86

6/47

AUE I 8. Proste (Rys.1) i kaskodowe (Rys.2) lustro prądowe na tranzystorach bipolarnych.

Minimalne napięcia wyjściowe w tych lustrach w przybliżeniu wynoszą: Rys.1Rys.2 Przykładowa odpowiedź: Rys.1) UOUTmin = UEBP ≈ 0,7 V

Elementy i układy elektroniczne str. 164, 169

Rys.2) UOUTmin = 2UEBP ≈ 1,4 V

7/47

AUE I 11. We wzmacniaczach RC, jeśli w tranzystorze nie uwzględnimy oddziaływania zwrotnego z wyjścia na wejście, to w konfiguracjach OE (Rys.5) lub OS (Rys.6) prawdziwe są zależności:

Przykładowa odpowiedź: wraz ze zwiększaniem rezystancji źródła sterującego Rg rośnie rezystancja wejściowa wzmacniacza. Proponowane odpowiedzi: - rezystancja obciążenia RL nie ma wpływu na rezystancję wejściową wzmacniaczy, - wartości R1, R2 wpływają na skuteczne wzmocnienie napięciowe, - rezystancja RE ma wpływ na wzmocnienie dla małych częstotliwości - rezystancja wyjściowa nie zależy od obciążenia RL Elementy i układy elektroniczne str. 193, 194

8/47

AUE I 12. W układzie na poniższym rysunku mamy: RC = 12 kΩ , RL = 12 kΩ , rbe = 4 kΩ , rce= 100 kΩ, rezystancje dzielnika R1 = 300 kΩ i R2 = 80 kΩ, Rg = 4 kΩ, współczynnik wzmocnienia prądowego β =100.

Elementy i układy elektroniczne str. 193, 194

Skuteczne wzmocnienie napięciowe w tym układzie wynosi: Przykładowa odpowiedź: kus = − 65 POPRAWNA odpowiedź: kus ≈ − 70 (dokładnie - 68.58) ,

, gdzie

, gdzie

skuteczne wzmocnienie napięciowe:

9/47

AUE I 14. Wzmacniacz OS z obciążeniem aktywnym ze źródłem stałoprądowym na tranzystorach PMOS z kanałem wzbogacanym. Transkonduktancje tranzystorów są równe: gmn = 0,1 mS dla NMOS, gmp = 0,15 mS dla PMOS oraz konduktancje wyjściowe: gdsn = gdsp = 0,005 mS. Rezystancja obciążenia RL = 200 kΩ. Wzmocnienie i rezystancja wyjściowa układu są równe: Przykładowa odpowiedź: ku ≈ − 10 ; rout ≈ 100 kΩ POPRAWNA odpowiedź: ku ≈ − 6.67 ; rout = 100 kΩ

10/47

AUE I 15. Inwerter CMOS jako małosygnałowy wzmacniacz OS. Transkonduktancje obydwóch tranzystorów są równe: gmn = 0,15 mS dla NMOS, gmp = 0,15 mS dla PMOS oraz konduktancje wyjściowe: gdsn = gdsp = 0,004 mS. Rezystancja obciążenia RL = 300 kΩ. Wzmocnienie i rezystancja wyjściowa układu są równe: Przykładowa odpowiedź: ku ≈ − 13,28 ; rout ≈ 88,23 kΩ POPRAWNA odpowiedź: ku ≈ − 26,47 ; rout = 125 kΩ

11/47

AUE I 18. Wzmacniacz różnicowy z obciążeniem w postaci lustra prądowego na tranzystorach pnp (Rys. b)). Dla tego wzmacniacza poprawne są informacje:

Przykładowa odpowiedź: Różnicowe napięcie na wyjściu niesymetrycznym Uo ma taką samą wartość jak napięcie różnicowe na wyjściu symetrycznym w układzie z obciążeniem symetrycznym (np. w postaci dwóch identycznych rezystorów RC). POPRAWNA odpowiedź: Składowa sumacyjna na wyjściu niesymetrycznym jest prawie całkowicie wyeliminowana, gdyż składowe sumacyjne tranzystorów T2 i T4 mają przeciwne znaki. Elementy i układy elektroniczne str. 251

12/47

AUE I 19. Wzmacniacz różnicowy z obciążeniem w postaci lustra prądowego na tranzystorach PMOS (Rys. c)). Parametry wzmacniacza: gm1,2 = 0,2 mA/V ; gds1,2 = 0,002 mA/V ; gds3,4= 0,003 mA/V, układ zostanie obciążony rezystancją RL = 300 kΩ. Wzmocnienie dla sygnałów różnicowych UG1 = Ur ; UG2 = 0) i rezystancja wyjściowa wynoszą:

kur 

g m1 g ds2  g ds4  GL

Ro 

1 g ds2  g ds4

Przykładowa odpowiedź: kur ≈ 24,01 ; Ro ≈ 120,48 kΩ POPRAWNA odpowiedź: kur ≈ 24 ; Ro = 200 kΩ 13/47

AUE I 20. Wzmacniacz operacyjny ze sprzężeniem prądowym, zrealizowanym na symetrycznym wzmacniaczu prądowym o częstotliwości granicznej 10 MHz i wzmocnieniu stałoprądowym ki = 4,1 w którym zastosowano: R1 = 10 kΩ, R2 = 50 kΩ (rysunek poniżej). 3dB-owa częstotliwość graniczna układu nieodwracającego wynosi:

Przykładowa odpowiedź: fg = 50 MHz

f g  f  k  1

POPRAWNA odpowiedź: fg = 51 MHz

14/47

AUE I 23. Symetryczny wtórnik emiterowy w klasie A (rysunek obok) : Spośród podanych informacji prawdziwe są?

Elementy i układy elektroniczne str. 200

Przykładowa odpowiedź: Przy ui = 0, uo = − UEBP ≈ 0 [V] Proponowane odpowiedzi: - napięcie ui może być dołączone poprzez kondensator sprzęgający, - w układzie zastosowano wstępną polaryzację tranzystorów za pomocą spadków napięć na diodach D1 i D2 15/47

AUE I 24. We wzmacniaczu, którego wzmocnienie ku = 100, fg = 1 MHz zastosowano ujemne sprzężenie zwrotne, w którym transmitancja toru sprzężenia zwrotnego β = 0,01. Po zastosowaniu tego sprzężenia, parametry wzmacniacza będą wynosiły:

Przykładowa odpowiedź: kuf = 10, fgf = 1,5 MHz POPRAWNA odpowiedź: kuf = 50, fgf = 2 Mhz

Elementy i układy elektroniczne str. 220, 229 16/47

AUE I 29. Wzmacniacze odwracający i nieodwracający, zrealizowano na wzmacniaczach operacyjnych (rysunek poniżej).

Przy R1 = 10 kΩ; R2 = 100 kΩ; wzmocnienia układów wynoszą: układ odwracający; układ nieodwracający: Przykładowa odpowiedź: kuf = −10 POPRAWNA odpowiedź: kuf = −10 Dla odwracającego:

kuf = 10

Elementy i układy elektroniczne str. 276, 279

kuf = 11 Dla nieodwracającego:

17/47

AUE I 30. W integratorze (rysunek poniżej) zrealizowanym na rzeczywistym wzmacniaczu operacyjnym ( z kompensacją biegunem dominującym), ωg = 500 sec(⁻¹) ; ωT = 500 ·10⁵sec(⁻ ¹) ; R1 = 10 kΩ; C = 10 nF; całkowanie zachodzi w paśmie:

Przykładowa odpowiedź:

{0,5 109 sec( 1)  500 105 sec( 1) }

POPRAWNA odpowiedź:

{1101 sec( 1)  500 105 sec( 1) }

18/47

AUE I 31. Transmitancje filtrów bikwadratowych są następujące: dolno-przepustowej, górno-przepustowej, środkowo-przepustowej, środkowo-zaporowej Przykładowa odpowiedź:

Elementy i układy elektroniczne str. 290 błędna odpowiedź dla filtru górno-przepustowego

19/47

AUE I 32. Częstotliwość rezonansowa stratnego obwodu rezonansowego jest równa f0=10MHz, zaś jego dobroć Q0=20. Moduł impedancji Z tego obwodu rezonansowego maleje o 3 dB względem wartości f0 przy częstotliwościach: Przykładowa odpowiedź: f1 = 9,85 MHz;

f2 = 10,15 MHz

POPRAWNA odpowiedź: f1 = 9,75 MHz;

f2 = 10,25 MHz

Elementy i układy elektroniczne str. 334

20/47

AUE I 37. W układzie z ograniczeniem prądu obciążenia (rysunek poniżej): UIN = 10 V, UOUT = 5 V, UZ2 = 3,3 V, UBEP = 0,7 V, UD = 0,7 V, IOUTmax = 0,5 A. Rezystancja R5 powinna być równa:

Przykładowa odpowiedź: R5 = 6,6 Ω

Elementy i układy elektroniczne str. 420

21/47

AUE I 39. Podstawowy układ sterowanego kontrolera napięcia stałego obniżającego napięcie (rysunek poniżej). Przy: UIN = 340 V, aby wartość napięcia wyjściowego wynosiła 24 V współczynnik wypełnienia przebiegu sterującego γ powinien wynosić:

Przykładowa odpowiedź: γ ≈ 0,0706 V POPRAWNA odpowiedź: γ ≈ 0,0706 U O   U I

Elementy i układy elektroniczne cz. II str. 382 22/47

AUE I 40. Podstawowy układ konwertera podwyższającego napięcie wyjściowe (rysunek poniżej). Przy UIN = 12 V i współczynniku wypełnienia przebiegu sterującego γ = 0,4 wartość napięcia wyjściowego wynosi:

Przykładowa odpowiedź: UO = 10 V POPRAWNA odpowiedź: UO = 20 V

  T  UI    U O  U I 1   1  T  1  Elementy i układy elektroniczne cz. II str. 387 23/47

AUE I 42. Współbieżny konwerter napięcia stałego z pojedynczym kluczem i dodatkowym uzwojeniem z3 (rysunek poniżej). W układzie UIN = 320 V; z1 = z3; z2 = 0,1 z1. Przy współczynniku wypełnienia przebiegu sterującego γ = 0,4 wartość napięcia wyjściowego wynosi:

Przykładowa odpowiedź: UO = 16,2 V POPRAWNA odpowiedź: UO = 12,8 V

UO 

 UI p

dla I O  I Okr

Elementy i układy elektroniczne cz. II str. 396 24/47

AUE I 44. W stabilizatorach impulsowych jako klucze stosuje się:

Przykładowa odpowiedź: Najczęściej tranzystory mocy VDMOS przy dużych częstotliwościach kluczowania i diody Schottky’ego. Proponowane odpowiedzi: - szybkie tranzystory bipolarne (nie przy dużych częstotliwościach i mocach), - tranzystory IGBT przy większych mocach

Wykład 10. Zasilacze impulsowe – slajd 42

25/47

AUE II

AUE II 3. Generatory kwarcowe. Prawdziwe są informacje:

Przykładowa odpowiedź: W generatorach Pierce’a rezonator kwarcowy pracuje jako zastępcza indukcyjność Lz , o wartości szybko rosnącej z częstotliwością (praca w przedziale pulsacji ωs − ωm ). Proponowane odpowiedzi: -generatory, w których rezonator wykorzystany jest jako selektywny element sprzęgający o małej rezystancji (praca przy pulsacji ωs) to generatory Butlera, - generatory, w których rezonator pracuje jako zastępcza indukcyjność Lz , o wartości szybko rosnącej z częstotliwością (praca w przedziale pulsacji ωm  ωr ) to generatory Pierce’a. Elementy i układy elektroniczne cz. II str. 64 26/47

AUE II 4. Generatory RC ze sprzężeniem zwrotnym. Prawdziwe są informacje ?

Przykładowa odpowiedź: W generatorze CR z mostkiem podwójne TT, ujemne sprzężenie zwrotne realizowane jest poprzez gałąź selektywną typu podwójne TT, a dodatnie poprzez dzielnik rezystancyjny w celu spełnienia warunku amplitudowego drgań oraz stabilizacji amplitudy tych drgań. Proponowane odpowiedzi: - częstotliwość w tych generatorach jest odwrotnie proporcjonalna do iloczynu RC - generatory RC nie są powszechnie stosowane jako generatory wzorcowej częstotliwości, ze względu na małą stabilność częstotliwościową - w generatorze RC z mostkiem Wiena, ujemne sprzężenie zwrotne realizowane jest poprzez nieliniowy dzielnik rezystancyjny w celu stabilizacji amplitudy drgań, a dodatnie sprzężenie zwrotne poprzez gałąź selektywną typu połowa mostka Wiena. Elementy i układy elektroniczne cz. II, str. 66

27/47

AUE II 5. Układy transkonduktancyjne. Prawdziwe są informacje:

Przykładowa odpowiedź: W układzie pojedynczo zrównoważonym

u2 R  I 0  g mu y RC tgh

uX u u u  I 0 RC X  g m RC X Y ; 2T 2T 2T

| u X |, | uY | 2T

Proponowana odpowiedź:

W układzie podwójnie zrównoważonym

u2 R

 uX  I 0 RC tgh  2T

  uX tgh   2T

 I 0 RC   u X uY ; 2  4T

| u X |, | uY | 2T

28/47

AUE II 6. Linearyzacja charakterystyk układu mnożącego w układzie Gilberta (rysunek poniżej) wymaga spełnienia warunków:

i2 i A  Przykładowa odpowiedź: i1 iB Proponowana odpowiedź:

i1  i2  const , iA  iB  const

Elementy i układy elektroniczne cz. II, str. 88 29/47

AUE II 7. Podstawowe układy logarytmiczne (rysunek poniżej). Prawdziwe są informacje ?

Przykładowa odpowiedź: Główną wadą prostego układu logarytmicznego jest silna zależność jego charakterystyki statycznej od temperatury, spowodowanej zmianami ϕT oraz IES. Proponowane odpowiedzi: - zmiana tranzystora npn na tranzystor pnp pozwala na realizację charakterystyki logarytmicznej dla ui < 0 (rys. b), - umieszczenie tranzystora w pętli sprzężenia zwrotnego wzmacniacza powoduje wzrost wzmocnienia napięciowego pętli i może być przyczyną niestabilności układu logarytmicznego. Elementy i układy elektroniczne cz. II, str. 98

30/47

AUE II 9. Komparatory zatrzaskowe. Prawdziwe są informacje ? Przykładowa odpowiedź: Współczesne komparatory zatrzaskowe charakteryzują się dużą szybkością działania, ale małą rozdzielczością. Elementy i układy elektroniczne cz. II, str. 121

Proponowane odpowiedzi: - w komparatorze zatrzaskowym stosuje się przedwzmacniacz poprzedzający stopień śledząco-zatrzaskowy dla uzyskania wyższej rozdzielczości, a także minimalizacji tzw. zjawiska szybkiego powrotu (kickback effects), - stopień śledząco-zatrzaskujący wzmacnia sygnał z wyjścia przedwzmacniacza do wyższego poziomu w fazie śledzenia, a następnie wzmacnia go jeszcze bardziej w fazie zatrzaskiwania, gdzie zastosowane jest dodatnie sprzężenie zwrotne, - w komparatorze zatrzaskowym w stopniu końcowym stosuje się dodatnie sprzężenie zwrotne, - zjawisko „kickback” w komparatorach zatrzaskowych oznacza transfer ładunku albo do lub z wejścia, gdy stopień śledząco-zatrzaskujący przechodzi z fazy śledzenia do fazy zatrzaskiwania i wywoływany przez ładunek potrzebny do załączenia tranzystorów w obwodzie dodatniego sprzężenia zwrotnego, a także przez ładunek 31/47 który musi być usunięty z wyłącznych tranzystorów w obwodzie śledzącym.

AUE II 10. Komparatory z histerezą odwracającą i nieodwracającą zostały zrealizowane na wzmacniaczach operacyjnych, w których VOL = ‒ 4 V; VOH = + 4 V; R1 = 5,5 kΩ ; R2 = 50 kΩ. Progowe napięcia przełączania VTRP+ i VTRP‒ w obu układach (rysunek poniżej) wynoszą: Przykładowa odpowiedź:

POPRAWNA odpowiedź: odwracający: V TRP   R1 U OH  0.4; V TRP   R1  R2

nieodwracający: V TRP  

 R1 U OL  0.44; R2

V TRP  

R1 U OL  0.4 R1  R2  R1 U OH  0.44 R2

32/47

AUE II 11. Skokowo (od 300 kHz do 340 kHz) zwiększono częstotliwość synchronizującą generatora VCO w pętli pierwszego rzędu, o parametrach:

Napięcie sterujące na wejściu VCO zmieni się ze stałą czasową τ równą ? o wartość ΔUO równą? Przykładowa odpowiedź: τ = 0,5 ms ; ΔUO = 1 V POPRAWNA odpowiedź: τ = 2 ms ; ΔUO = 0,5 V 

1 K

U O 

i  O kG Wykład 4. Układy z fazową pętlą sprzężenia zwrotnego - slajdy 20-22 33/47

AUE II 12. Pętla fazowa w której zastosowano: wzmocnienie generatora VCO: kG = 2π· 1 [rad] [MHz] [1/V]; wzmocnienie detektora fazy: kD = 50· 10⁻⁴ [V/rad]; transmitancja filtru H(ω = 0) = 1. Zakres trzymania tej pętli fazowej wynosi:

Przykładowa odpowiedź: ΔωT = 3,14 kHz POPRAWNA odpowiedź: ΔωT = 31,4 kHz T  kG k D H (0) Elementy i układy elektroniczne cz. II, str. 133

34/47

AUE II 16. W dwupołówkowym prostowniku Graetza z obciążeniem rezystancyjno-pojemnościowym (stała czasowa obciążenia τ = RC >> 20 ms), zasilanym z sieci 230 V poprzez transformator sieciowy o przekładni obniżającej n = 23 (pominąć rezystancje uzwojeń i diod) średnia wartość napięcia na rezystancji obciążenia w przybliżeniu wynosi:

Przykładowa odpowiedź: 10 V POPRAWNA odpowiedź: 14 V us 

u we , ze względu na obciążenie rezystancyjno-pojemnościowe uO  1,4  us n

Elementy i układy elektroniczne cz. II, str. 364-366

35/47

AUE II 17. W prostowniku trójfazowym z obciążeniem rezystancyjnoindukcyjnym (stała czasowa obciążenia τ = L/R >> 20 ms ), zasilanym bezpośrednio z sieci 3x230 V średnia wartość napięcia na rezystancji obciążenia w przybliżeniu wynosi: us 1 us 2 us 3

u

Przykładowa odpowiedź: 191 V

U sm



POPRAWNA odpowiedź: 269 V

2

3

0

UO 

3 2

5 6

sin





6

3

 U sm sin x dx 

 3U

sm



3 3 U sm  0,83U sm 2

t

iO

i i1  6

i2 5 6

i3

i1

9 13 17 6 6 6

t

Wykład 2. Prostowniki niesterowane – slajd 15 36/47

AUE II 18. Zaletą stosowania modulacji przy przesyłaniu sygnałów są:

Przykładowa odpowiedź: Możliwość rozdzielenia równocześnie przesyłanych sygnałów na tej samej częstotliwości nośnej (modulatory kwadraturowe). Proponowane odpowiedzi: - możliwość przekazania sygnałów oryginalnych na duże odległości przez kanał transmisyjny; warunkiem sprawnej transmisji jest, aby sygnał nadawany był widmowo dopasowany do kanału, - możliwość uodpornienia transmitowanych sygnałów na szumy i zakłócenia, - możliwość zwielokrotnienia sygnałów oryginalnych przesyłanych przez kanały poprzez zwielokrotnienie częstotliwościowe i czasowe, -modulacje są stosowane nie tylko do transmisji sygnałów (również w pomiarach i automatyce do zwiększenia dokładności pomiarów i sterowania). Wykład 5. Modulacja i demodulacja amplitudy – slajd 6 37/47

AUE II 19. Podstawowe rodzaje modulacji analogowych i cyfrowych. Wybierz prawidłowo zakwalifikowane modulacje:

Przykładowa odpowiedź:

Wykład 5. Modulacja i demodulacja amplitudy – slajd 9

38/47

AUE II 20. Dane są 4 funkcje modulujące (tabela poniżej). Prawidłowy zestaw modulacji AM dwuwstęgowej, jednowstęgowej, z falą nośną i bez fali nośnej odpowiadający poszczególnym funkcjom to: Przykładowa odpowiedź:

POPRAWNA odpowiedź: Funkcja modulująca

Wykład 5. Modulacja i demodulacja amplitudy – slajd 17

1  kxt 

kxt 

AM DSB

AM DSB SC

xt   jxˆ t  AM SSB SC górna wstęga

xt   jxˆ t  AM SSB SC dolna wstęga 39/47

AUE II 21. Prawidłowa kombinacja różnych rodzajów modulacji dla rzeczywistych funkcji przebiegów zmodulowanych (tabela poniżej) to: Przykładowa odpowiedź:

POPRAWNA odpowiedź:

40/47

AUE II 22. Szerokość pasma sygnału FM, w którym dewiacja częstotliwości wynosi 75 kHz, wyznaczona na podstawie przybliżonego wzoru Carsona dla sygnałów modulujących o różnych częstotliwościach: 1 kHz, 4 kHz i 8 kHz, wynosi: Przykładowa odpowiedź:

POPRAWNA odpowiedź:

BFM  2  S  - przybliżony wzór Carsona Wykład 6. Modulacja i demodulacja częstotliwości – slajd 18 41/47

AUE II 23. Szerokość pasma sygnału PM, w którym dewiacja fazy ΔψPM = mφ = 5 jest stała, wyznaczona na podstawie przybliżonego wzoru Carsona dla sygnałów modulujących o różnych częstotliwościach: 1 kHz, 4 kHz i 8 kHz, wynosi: Przykładowa odpowiedź:

POPRAWNA odpowiedź:

BPM  2m  1 f S Wykład 6. Modulacja i demodulacja częstotliwości – slajd 25 42/47

AUE II 24. Nieprawdziwe są informacje? Przykładowa odpowiedź: Znaczną poprawę stosunku sygnału do zakłócenia systemu FM uzyskuje się przez „deemfazę” charakterystyki częstotliwościowej po stronie nadawczej i „preemfazę” charakterystyki częstotliwościowej po stronie odbiorczej. Proponowane odpowiedzi: - analiza sygnału PM przebiega identycznie jak sygnału FM przy założeniu, że sygnał modulujący jest całką sygnału informacyjnego , - systemy AM charakteryzuje duża odporność na zakłócenia, szumy i zanik selektywny, - najważniejsza różnica, decydująca o przewadze systemu PM nad systemem FM polega na tym, że szerokość pasma sygnału PM jest w przybliżeniu stała (dla różnych częstotliwości sygnału modulującego), - w porównaniu do systemów AM, systemy FM i PM charakteryzują się mniejszą odpornością na zakłócenia. Wykład 6. Modulacja i demodulacja częstotliwości – slajd 33

43/47

AUE II 25. W modulatorze bezpośrednim, wykorzystującym generator LC z dwójnikiem reaktancyjnym w postaci diody pojemnościowej, pomiędzy dewiacją częstotliwości ΔF, a częstotliwością nośną F0 musi zachodzić związek: Przykładowa odpowiedź:

Układy elektroniczne cz. II, str. 331

44/47

AUE II 28. Nie są prawdziwe następujące cechy synchronicznego demodulatora kluczowanego AM, porównując go z konwencjonalnymi detektorami diodowymi: Przykładowa odpowiedź: W przypadku sygnałów z równoczesną modulacją AM i FM, wielkość produktów intermodulacji między nośnymi jest dużo mniejsza. Proponowane odpowiedzi: - posiada większe szumy przy małych sygnałach, - charakteryzuje się mniejszą liniowością, - na wyjściu układu mnożącego demodulatora występują również niepożądane składniki, których widma są skoncentrowane wokół trzeciej harmonicznej częstotliwości nośnej, jednak ich odfiltrowanie nie stwarza problemów, - posiada gorsze właściwości szumowe od detektora wartości szczytowej. Układy elektroniczne cz. II, str. 358

45/47

AUE II 29. Nie są prawdziwe informacje, dotycząca koincydencyjnego demodulatora FM podwójnie zrównoważonego (rysunek poniżej):

Wykład 6. Modulacja i demodulacja częstotliwości – slajdy 51-53

Przykładowa odpowiedź: Funkcję przesuwnika fazowego pełni układ złożony z kondensatora C i obwodu rezonansowego LC1 dostrojonego do częstotliwości nośnej F0 sygnału FM. Proponowane odpowiedzi: - działanie tego układu opiera się na analogowym mnożeniu dwóch sygnałów FM, z których jeden jest przesunięty względem drugiego o stały kąt ψ = const, - jest trudny do realizacji w technice scalonej, - sygnał modulujący, otrzymywany na wyjściu demodulatora, jest dwa razy mniejszy niż w przypadku demodulatora FM pojedynczo zrównoważonego. 46/47

AUE II 30. Nie są prawdziwe informacje, dotyczące przemiany częstotliwości: Przykładowa odpowiedź: Operacja przemiany częstotliwości jest operacją nieliniową, analogiczną do procesu AM-S.C., z tą różnicą, że rolę sygnału modulującego odgrywa tutaj pasmowy sygnał użytkowy w. cz. o częstotliwości środkowej fs, na wyjściu zaś wykorzystywana jest tylko jedna wstęga boczna. Układy elektroniczne cz. II, str. 385-388

Proponowane odpowiedzi: - idealna przemiana częstotliwości polega na przesunięciu sygnału na osi częstotliwości z punktu fs do częstotliwości fp, nazywaną częstotliwością pośrednią, która najczęściej jest równa: fp = fh + fs, - wadą mieszacza podwójnie zrównoważonego jest to, że w sygnale wyjściowym występują składowe o częstotliwościach: fh i fs oraz nie występuje częściowa kompensacja składowych o częstotliwościach kombinacyjnych, - operacja przemiany częstotliwości jest operacją liniową, - nie zawsze występuje realne niebezpieczeństwo, że na wejściu mieszacza oprócz sygnału użytecznego przemiany pojawi się również sygnał lustrzany o częstotliwości: fl = fh + fp.

47/47

Dziękujemy za uwagę!